Diseño de un convertidor DC-DC Boost utilizando el clásico controlador 34063. Cálculo de los componentes, varios trucos sobre el mismo y construcción de un prototipo.
Introducción
Un convertidor Boost eleva una tensión de partida (tensión de entrada) a otra tensión de mayor magnitud (tensión de salida). Este convertidor DC/DC puede implementarse de diversas formas, cada una con sus ventajas e inconvenientes. Existe mucha literatura respecto a este tipo de circuitos, las topologías más básicas además de resultar interesantes desde un punto de vista académico son funcionales.
No es de extrañar que la red esté «plagada» de circuitos elevadores implementados con su topología más básica, hasta es posible encontrar productos comerciales basados en estas implementaciones… que por supuesto no cumplen ninguna directiva Europea sobre productos electrónicos, pero eso ya es otro tema.
El convertidor que va a diseñarse e implementarse en esta entrada tuvo como razón de ser alimentar tubos Nixie (180V) a partir de una tensión de entre 16-24V. El prototipo de este convertidor se implementó junto a otro que realizaba la función contraria, reduciendo la tensión anterior a 5V. De esta forma ambos convertidores forman una fuente de alimentación para un reloj Nixie.
Aunque un ratio 180/16 sea excesivo para esta topología, la sencillez con la que puede conseguirse una solución real y sin transformador es especialmente atractiva. De todas formas, debe tenerse en cuenta que las condiciones que permiten implementar este circuito son la baja potencia, rizado en la tensión de salida e incluso fluctuaciones, no tener en cuenta EMI/EMC… En definitiva: bajos o nulos requerimientos de calidad.
Controlador 34063. Ventajas e Inconvenientes
El 34063 permite implementar varias topologías de convertidores DC/DC sin conocimientos avanzados sobre Electrónica de Potencia. Por ello, es muy popular entre principiantes, aplicando unas pocas fórmulas se pueden conseguir circuitos funcionales.
Las ventajas del 34063 son las siguientes
- El control se realiza por histéresis, no hay que preocuparse por cosas como la estabilidad del lazo de control, compensación de frecuencia y demás conceptos de Ingeniería de Control.
- Pseudo-Protección por sobrecorriente, con añadir una resistencia puede establecerse la corriente máxima que circulará por la bobina e interruptor.
- Se puede aumentar fácilmente el rango de funcionamiento (tensión y corriente) añadiendo un interruptor externo, en tal caso, las limitaciones de potencia estarán impuestas por este interruptor.
Por otro lado los inconvenientes más reseñables (que hay más) son
- No es un PWM real, el circuito activa y desactiva la señal de conmutación en función de la histéresis. En caso de que existan restricciones en el rizado de la tensión de salida puede ser imposible cumplirlas.
- Los transistores internos tienen una caída considerable, lo que provoca pérdida de eficiencia y una importante limitación en la potencia que puede manejar el integrado por sí solo.
- Su sencillez no permite implementar lazos de control por tensión o corriente.
Cálculos básicos del convertidor Boost y controlador 34063
Siempre que se trabaje con un circuito integrado es importante tener a mano su datasheet y alguna nota de aplicación que pueda existir.
Tensión de salida
Para esta topología, despreciando las caídas de tensión en diodo e interruptor de potencia, la tensión de salida es
\[V_{out}=V_{in}\left(\frac{t_{on}}{t_{off}}-1\right)\Rightarrow\]
\[\Rightarrow\frac{t_{on}}{t_{off}}=\frac{V_{out}}{V_{in}}-1 \]
Para la solución que se quiere conseguir se tiene que
\[\frac{t_{on}}{t_{off}}=\frac{180(V)}{16(V)}-1=10,25 \]
Sin embargo, la documentación del 34063 dice que en condiciones ideales \[t_{on}=6·t_{off}\Rightarrow\frac{t_{on}}{t_{off}}\leq6\]
por lo que aparece el primer problema, y es que el duty-cycle necesario está lejos de lo que admite el controlador.
De las ecuaciones anteriores se deduce que el duty-cycle máximo del 34063 es
\[D_{max}=\frac{t_{on}}{t_{on}+t_{off}}=\frac{6}{7}=0,857\]
Para este caso
\[D=1-\frac{V_{in}}{V_{out}}=1-\frac{16}{180}=0,911\]
A pesar de que este cálculo debería echar por tierra el diseño de esta solución mediante el 34063, se continua con el diseño del convertidor. Como se verá más adelante es posible aumentar el duty-cycle máximo del 34063, pero por ahora se ignorará este hecho para ver dónde se podría llegar.
Frecuencia de conmutación
El condensador conectado al terminal CT(pin 3) impone la frecuencia de conmutación. El funcionamiento es el siguiente
- El condensador se carga mediante una fuente de corriente de 35µA hasta que llega a una tensión de 1,25V
- Al llegar a 1,25V el condensador se descarga mediante otra fuente de corriente de 220µA hasta que llega a 0,75V
- Se repite desde el punto 1 de forma indefinida
En funcionamiento normal, durante la rampa de subida el interruptor se encuentra activo (cerrado), mientras que en la rampa de bajada estará desactivado (abierto). Existen varias excepciones a esto último
- La tensión en la entrada del comparador de realimentación (pin 5) es mayor de 1,25V. En este punto la tensión de salida habría superado la tensión deseada de referencia, por lo que el interruptor permanece abierto hasta que la tensión en este terminal baje.
- En el terminal Ipk hay 330mV menos que en Vcc, el efecto de esto se explicará en el siguiente apartado.
Lo más recomendable es que la frecuencia de conmutación sea lo más alta posible, así se consigue trabajar con inductancias más pequeñas y filtrar la tensión de salida más fácilmente. Este controlador trabaja hasta 100kHz, en la práctica se está limitado por la capacidad del condensador que pueda conseguirse. Junto con la tolerancia del condensador, capacidades parásitas (colocar una sonda de osciloscopio modifica la frecuencia de conmutación) y desviaciones del propio integrado, la frecuencia a la que trabajará este controlador es más bien orientativa.
Buscando que la frecuencia de conmutación se encuentre cerca de 100kHz se tiene que
\[f_{sw}^{-1}=t_{on}+t_{off}=100000^{-1}\] recordando que \[D=\frac{t_{on}}{t_{on}+t_{off}}=0,911\] Se tiene que
\[D=\frac{t_{on}}{f_{sw}^{-1}}\] \[t_{on}=D·f_{sw}^{-1}\]
\[t_{on}=0,9111·100000^{-1}\simeq9,1\mu s\]
\[t_{off}=100000^{-1}-9,1·10^{-6}\simeq890ns\]
El valor del condensador que debe conectarse en el terminal según una nota de aplicación e infinidad de webs es la siguiente. Más adelante se verá porqué no es correcto calcular CT de esta forma.
\[C_T=4·10^{-5}·t_{on}\]
\[C_T=364pF\]
Inductancia mínima L
La inductancia mínima será
\[L_{min}=\left(\frac{V_{in}-V_{sat(sw)}}{I_{L(pk)}}\right)t_{on}\] donde \[I_{L(pk)}=2I_{out}\left(\frac{t_{on}}{t_{off}}+1\right)\]
Teniendo en cuenta que el objetivo del conversor es alimentar 4 tubos IN14 con un consumo máximo de 5mA por unidad (en la práctica será menos) y suponiendo de nuevo interruptor ideal, se tiene que
\[I_{L(pk)}=2·(4·0,005(mA))\left(\frac{9,1(\mu s)}{890(ns)}+1\right)\] \[I_{L(pk)}=450mA\]
\[L_{min}=\left(\frac{16(V)}{450(mA)}\right)9,1(\mu s)\]\[L_{min}=324\mu H\]
Protección por sobrecorriente
Se consigue al intercalar una resistencia entre los terminales Ipk y Vcc y la bobina absorber intensidad desde el terminal Ipk. Cuando la intensidad a través de dicha bobina provoca una tensión mayor de 330mV, la fuente de intensidad de 35µA para la carga pasaría a ser igual que la de descarga: 220µA. Esto provoca que se alcance rápidamente la tensión umbral comenzando el ciclo de descarga y, por tanto, se abra el interruptor.
Tampoco es exacto que la corriente de carga del condensador sea igual a la de descarga, esta depende de la tensión Vcc y de la tensión entre Ipk y Vcc. Por último, comentar algo evidente, y es que la corriente no se interrumpirá de forma instantánea al sobrepasar el límite, seguirá creciendo durante un tiempo nada despreciable hasta que el condensador CT alcance la tensión umbral correspondiente.
La protección por sobrecorriente para esta topología no protege ni a la carga ni al convertidor en si mismo. Se debe tener en cuenta que esta protección solo evita que en la bobina e interruptor circule una intensidad superior a la establecida, lo cual no tiene porqué evitar el deterioro de los componentes. De producirse un cortocircuito en la salida, el circuito seguirá alimentándolo destruyendo componentes desde el eslabón más débil. Esta protección estaría pensada para proporcionar un arranque suave y evitar la saturación de la bobina.
La resistencia Rsc sería
\[R_{sc}=\frac{330(mV)}{I_{L(pk)}}=\frac{330(mV)}{450(mA)}=733m\Omega\]
Condensador de filtrado
El valor recomendado para el condensador del filtro de salida es
\[C_o\approx\frac{9I_{out}}{V_{ripple}}t_{on}\]
Para esta aplicación son admisibles rizados hasta 1Vpp, lo cual es conveniente, ya que una baja capacidad permitirá compensar el tamaño que requiere soportar una tensión tan elevada.
\[C_o\approx\frac{9·20(mA)}{1(V)}9,1(\mu s)\approx1,64\mu F\]
Simulación en lazo abierto del convertidor Boost
Mediante LTspice® se modela el circuito utilizando los valores calculados hasta ahora. La resistencia de carga consume 20mA con 180V, y el interruptor se ha intentado aproximar al caso ideal.
En la siguiente imagen se muestra la tensión de salida y corriente en la bobina resultado de la simulación. Tras un transitorio de unos 25ms las señales se estabilizan en los valores que se habían calculado. Se debe tener en cuenta que la sobrecorriente al inicio del transitorio no se producirá en la aplicación real gracias a la resistencia que limitará la intensidad que circulará por la bobina.
Un detalle en régimen estacionario muestra cómo los valores teóricos calculados y medidos en la simulación convergen.
Componentes en convertidor Boost y controlador 34063
Con los valores teóricos e incluso una simulación que respalda el diseño, parece que diseñar un convertidor Boost utilizando el controlador 34063 parece sencillo, pero toca afrontar el mundo real.
Cada componente debe cumplir los siguientes requisitos (se ha considerado un coeficiente de seguridad de 1,5)
- Transistor
- Tensión > 180·1,5 = 270V
- Corriente > 450·1,5 = 675mA
- Tensión puerta > 24V
- Bajas pérdidas de conducción y conmutación
- Diodo
- Tensión > 270V
- Preferible Schottky o superior
- Bobina
- Inductancia > 324μH
- Corriente saturación > 675mA
- Condensador
- Capacidad > 1,6μF
- Tensión > 270V
- Resistencia Rsc
- Resistencia ≈ 733mΩ
- Potencia > 0,4502·0,733 = 149mW
- Concensador CT
- Capacidad = 364pF
En el momento de enfrentar un prototipo no es habitual tener disponibles muchos de los componentes que a priori se han calculado, el inventario de un Electrónico es muy variado, pero no ilimitado. Una primera aproximación utilizará lo más parecido que se tenga a mano, aquí se busca encontrar fallos importantes de diseño, no se busca medir detalles o conseguir ajustes finos. A continuación, se buscan componentes comerciales, donde también se deberán hacer aproximaciones y quizá lidiar con tolerancias. Puede ser necesario diseñar a medida algún componente (fabricar una bobina no es difícil) pero debe evitarse todo lo posible.
Problema de deriva de frecuencia en controlador 34063
En un convertidor Boost (u otra topología) que utilice el controlador 34063, aparece el problema de la deriva de frecuencia, en la mayoría de los casos no es importante, pero puede ser una fuente de problemas difícil de localizar.
Como ya se anticipó en el cálculo de CT, la forma propuesta no es precisa. Intenta garantizar una frecuencia mínima de conmutación, pero tiene defectos importantes.
Dejando a un lado las tolerancias de todos los componentes involucrados (que no son pocas) el oscilador del 34063 no presenta un comportamiento lineal, por lo que cálculos de CT como el anterior no pueden ser tan simples como una multiplicación.
En el datasheet del controlador puede anticiparse que 364pF no conseguirán los 100kHz que se habían propuesto, de hecho, se está más cerca de los 50kHz. Tampoco se aprecia un comportamiento lineal, incluso las pendientes de las curvas de encendido y apagado tienen pendientes diferentes. Esto último provocará que la relación ton/toff también varíe con la selección de CT.
En resumen y por experiencia, sería mejor utilizar el gráfico anterior para obtener (de forma aproximada) la frecuencia de conmutación. Respecto a la relación ton/toff, se debe recordar que este controlador encenderá y apagará la señal de conmutación en función de una histéresis, por lo que siempre que la relación necesaria sea menor que la aplicada por el controlador se conseguirá la tensión de salida deseada. En este punto, al diseñar un convertidor boost mediante el controlador 34063 (u otra topología), uno puede comenzar a preguntarse para qué sirven todos los cálculos anteriores.
Aumentar duty-cycle del 34063
En caso de que fuera necesario un duty-cycle superior a 0,857 sería necesario conseguir que el condensador CT se descargue más rápidamente. Así, el tiempo que el interruptor se encuentra apagado (abierto) se reduciría, aumentando la relación ton/toff. Aunque teóricamente es posible elevar este ratio hasta el infinito, pudiendo conseguir cualquier tensión por encima de la entrada, en la práctica ratios superiores (ya incluso inferiores) a los que permite el 34063 no son muy eficientes, siendo incluso irrealizables cuanto más se aproxime el duty-cycle a la unidad. Estos casos requerirían entrar en el terreno de los transformadores, pero en esta ocasión como ya se mencionó antes, se continua con esta idea.
El funcionamiento del circuito es muy simple, mientras la fuente de corriente para la carga del condensador se encuentra activa, el circuito funciona idealmente como antes. Por contra, en esta ocasión cuando entre en funcionamiento la fuente de corriente para la descarga, el transistor PNP provee un camino más directo para la descarga del condensador. De forma ideal dicha descarga sería casi instantánea, consiguiendo un ratio prácticamente infinito. En la práctica, el tiempo de apagado estará impuesto por la velocidad con la que el transistor conmute a masa el condensador, así como de la caída de tensión en el mismo y velocidad de conmutación.
El gráfico anterior con la relación entre la capacidad y los tiempos de conmutación debe tomarse de forma aún más aproximada que el anterior. Las capacidades parásitas del diodo y transistor, junto a otras características no ideales de dichos componentes, hace que sea muy complicado estimar la frecuencia de conmutación y ratio final de la aplicación real.
Reducir tiempo de apagado del interruptor (externo)
Algunas aplicaciones pueden requerir que los componentes de potencia no sean los que facilita el propio circuito integrado, teniendo que añadir componentes externos. En un convertidor boost y controlador 34063 con tensión de salida superior a 40V (en teoría, en realidad más de 30V) es obligatorio que el interruptor de potencia sea externo.
En el circuito anterior hay que fijarse exclusivamente en el transistor Q1. El apagado del mismo se basa en descargar la carga de su puerta a través de la resistencia R5 de 150Ω. La resistencia R5 es obligatoria, ya que basta un vistazo al diagrama del 34063 para ver que el terminal SWE(2) no tiene (ni debe tener) capacidad para apagar Q1. En consecuencia, durante el apagado Q1 trabajará en su zona activa, lo cual reducirá el rendimiento del convertidor.
Una forma de solucionar este inconveniente es incluir un pull-down activo que descargue la puerta de Q1 lo más rápido posible.
Prototipo de convertidor Boost y controlador 34063
La zona reseñada corresponde al elevador Boost, mientras que la otra zona corresponde a un convertidor Buck a 5V, un rectificador y circuito de control de energía. Los archivos originales y de fabricación de la PCB se publicarán en el futuro, con la revisión definitiva. Esta fuente corresponde a un proyecto de reloj Nixie controlado por un Arduino embebido que también se publicará en el futuro.
El prototipo de la imagen se ha construido sobre una PCB de fabricación casera a doble cara, se usaron los componentes disponibles en ese momento.
- Inductancia 390μH
- CT 220pF
- Transistor IRF820
- Diodo 1N4007
- Co 10μF
Prueba en vacío
Primero se mostrará el comportamiento en vacío, se muestra la tensión en el drenador del transistor y la tensión de salida.
En esta primera imagen puede verse de forma clara cómo funciona realmente el controlador 34063. En este momento la carga es el divisor resistivo de realimentación, la señal de conmutación sólo se activa cuando la tensión de salida baja de un cierto valor. Cuanto mayor es la tensión de salida más se puede apreciar el efecto, la realimentación disminuye a 1,25V la tensión de salida, haciendo que la histéresis se multiplique en el mismo ratio.
Como se adelantó, para obtener hacer una estimación de la frecuencia de salida es mejor utilizar la gráfica que proporciona el datasheet y relación capacidad-frecuencia. En este caso se han utilizado 220pF, consiguiendo casi 100kHz en la frecuencia de conmutación, tal como se puede intuir de la gráfica mencionada. El duty-cycle es de 0,925, ligeramente superior al requerido y muy diferente al prometido teóricamente, lo que permite alcanzar la tensión de consigna.
Prueba con sobrecarga
Para la siguiente prueba se reduce la tensión de salida a 140V (mediante un potenciómetro en la realimentación) al no disponer de una resistencia de carga acorde al diseño que se había planteado inicialmente. Con 4k7Ω se miden las siguientes señales.
En estas condiciones el convertidor no es capaz de levantar la tensión hasta la consigna, disparando constantemente. La carga está consumiendo cerca de 20mA y el duty-cycle se reduce a 0,89.
Conclusiones
El controlador 34063 es un integrado muy versátil y su fama entre los hobbistas está más que justificada y merecida. Al final, es posible conseguir un convertidor funcional a pesar de no realizar cálculos o hacerlos de forma errónea, por lo que su utilidad práctica en proyectos DIY y similares es indiscutible.
Las excesivas tolerancias y no linealidades hace que el parecido del papel a la realidad llegue a ser pura coincidencia. A pesar del valor didáctico de las etapas de diseño, no son pocas las ocasiones en las que uno se pregunta si sirven para algo, llegando a frustrar al principiante que incluso dudará del valor real de la teoría.
Aunque el rendimiento en aplicaciones como este convertidor se aleja de ser óptimo, hay que considerar que se ha llevado al integrado más allá del límite, el potencial que tiene es destacable.
En las pruebas no llegó a utilizarse el método para ampliar el duty-cycle máximo que podría resolver la caída de tensión con carga. Como la aplicación final de este convertidor es un reloj Nixie, será en ese proyecto donde se decida si es necesario o puede funcionar sin añadir más componentes.
